Mi a helyzet a digitális downconverterekkel - 2. rész

A cikk első részében (Mi a helyzet a digitális lekonverterekkel – 1. rész) megvizsgáltuk, hogy az iparág milyen erőfeszítéseket tesz a magasabb frekvenciák mintavételezésére a magasabb frekvenciájú RF sávokban, és azt, hogy a digitális lekonverterek (DDC-k) hogyan tudják lehetővé tenni az ilyen típusú rádiós architektúrát. Az AD9680 termékcsaládban található DDC -vel kapcsolatban számos technikai szempont került megvitatásra. Az egyik ilyen szempont az volt, hogy a nagyobb bemeneti mintavételi sávszélesség olyan rádióarchitektúrákat tesz lehetővé, amelyek közvetlenül képesek magasabb RF frekvenciákon mintavételezni, és a bemeneti jeleket közvetlenül alapsávra konvertálni. A DDC lehetővé teszi, hogy egy RF mintavételi ADC digitalizálja az ilyen jeleket anélkül, hogy nagy mennyiségű adatátvitelt igényelne. A DDC-ben található hangolási és decimációs szűrés felhasználható a bemeneti sáv hangolására és a nem kívánt frekvenciák szűrésére. Ebben a részben részletesebben megvizsgáljuk a decimálási szűrést, és alkalmazzuk azt az 1. részben tárgyalt példára. Ezen kívül megtekintjük a Virtual Eval-t, amely az ADIsimADC motort egy új és felújított szoftverszimulációs eszközbe építi be. A Virtual Eval segítségével bemutatjuk, hogy a szimulált eredmény mennyire egyezik a példában mért adatokkal. Az 1. részben megnéztünk egy példát, ahol az NCO-t és a decimációs szűrést használtuk a DDC-ben, hogy meglássuk a frekvenciahajtogatás és -fordítás hatásait a DDC-ben. Most közelebbről megvizsgáljuk a tizedelési szűrést és azt, hogy az ADC álnevezés hogyan befolyásolja a tizedes szűrés hatékony válaszát. Példaként ismét az AD9680-at nézzük. A decimációs szűrő válaszai normalizálva vannak, így a válasz látható és érthető, és minden sebességfokozatra alkalmazható. A decimációs szűrő válaszai egyszerűen skálázódnak a mintavételi gyakorisággal. Az itt szereplő szűrőválasz -diagramokon a fajlagos beillesztési veszteség vs. A frekvencia nincs pontosan megadva, de képletesen bemutatjuk a szűrő hozzávetőleges válaszát. Ezek a példák a decimációs szűrőválaszok magas szintű megértését szolgálják, hogy megközelítőleg megértsük, hol található a szűrő áteresztő sávja és a leállítási sávja. Emlékezzünk vissza, hogy az AD9680 négy DDC-vel rendelkezik, amelyek NCO-ból, legfeljebb négy kaszkádozott félsávos (HB) szűrőből (amelyeket decimációs szűrőknek is neveznek), egy opcionális 6 dB-es erősítési blokkból és egy opcionális komplexből valódi átalakításra blokk az 1. ábrán látható módon. Amint azt az 1. részben tárgyaltuk, a jel először áthalad az NCO-n, amely eltolja a bemeneti hangokat a frekvenciában, majd áthalad a tizedelésen, adott esetben az erősítési blokkon, és opcionálisan a komplexen valós átalakításon keresztül. Ábra 1. DDC jelfeldolgozó blokkok az AD9680-ban. Kezdjük azzal, hogy megvizsgáljuk a DDC decimációs szűrőket, amikor a komplex-valós konverziós blokk engedélyezve van az AD9680-ban. Ez azt jelenti, hogy a DDC úgy van konfigurálva, hogy valódi bemenetet fogadjon el és valós kimenettel rendelkezzen. Az AD9680-ban a komplex-valós konverzió automatikusan eltolja a bemeneti frekvenciákat az fS/4-gyel megegyező mértékben. A 2. ábra a HB1 szűrő aluláteresztő reakcióját mutatja. Ez a HB1 válasza, amely a valós és összetett tartományválaszt mutatja. A szűrő valós működésének megértéséhez fontos először látni az alapvető szűrőválaszt a valós és összetett tartományban, hogy az aluláteresztő válasz látható legyen. A HB1 szűrő áteresztősávja a valódi Nyquist zóna 38.5%-a. Van egy stopsávja is, amely a valódi Nyquist zóna 38.5%-a, és az átmeneti sáv teszi ki a fennmaradó 23%-ot. Hasonlóképpen a komplex tartományban az áthaladási sáv és a leállási sáv mindegyike a komplex Nyquist zóna 38.5% -át (összesen 77% -át) teszi ki, az átmeneti sáv pedig a fennmaradó 23% -ot. Ahogy a 2. ábra szemlélteti, a szűrő egy tükörkép a valós és az összetett tartomány között. Ábra 2. HB1 szűrőválasz - valódi és összetett tartományválasz. Most megfigyelhetjük, mi történik, ha a DDC -t valós módba helyezzük, lehetővé téve a komplex -valódi konverziós blokkot. A komplex valódi átalakítás engedélyezése fS/4 eltolódást eredményez a frekvenciatartományban. Ezt szemlélteti a 3. ábra, amely a frekvenciaeltolást és az ebből eredő szűrőválaszt mutatja. Figyelje meg a folytonos vonalakat és a szaggatott vonalakat a szűrő válaszában. A folytonos vonal és az árnyékolt terület azt jelzi, hogy ez az új szűrőválasz az fS/4 frekvenciaeltolás után (a kapott szűrőválasz nem lépheti át a Nyquist-határt). A szaggatott vonalak illusztrációként szolgálnak, hogy megmutassák azt a szűrőválaszt, amely létezne, ha nem futna bele a Nyquist határvonalba. Ábra 3. HB1 szűrőválasz – valódi DDC mód (komplexből valós átalakítás engedélyezve). Figyelje meg, hogy a HB1 szűrő sávszélessége változatlan marad a 2. és 3. ábra között. A kettő közötti különbség az fS/4 frekvenciaeltolás és az ebből eredő középfrekvencia az első Nyquist zónán belül. Figyeljük meg azonban, hogy a 2. ábrán a jel valós részéhez tartozó Nyquist 38.5% -a, a jel összetett részéhez pedig 38.5% Nyquist van. A 3. ábrán a komplex-valós konverziós blokk engedélyezése mellett a Nyquist 77%-a van a valós jel számára, és a komplex tartományt elvetettük. A szűrő válasza az fS/4 frekvenciaeltolástól eltekintve változatlan marad. Ezen konverzió eredményeként vegye figyelembe azt is, hogy a tizedelési arány most eggyel egyenlő. Az effektív mintavételi arány továbbra is fS, de a teljes Nyquist zóna helyett csak a rendelkezésre álló sávszélesség 77% -a van a Nyquist zónában. Ez azt jelenti, hogy a HB1 szűrő és a komplex-valós konverziós blokk engedélyezése esetén a tizedelési arány eggyel egyenlő (további információért lásd az AD9680 adatlapot). Ezután megvizsgáljuk a különböző tizedelési arányok szűrőválaszait (vagyis több félsávos szűrő engedélyezését), és azt, hogy az ADC bemeneti frekvenciáinak álnevezése hogyan befolyásolja a hatékony decimációs szűrőválaszokat. A HB1 tényleges frekvenciaválaszát a 4. ábrán látható folytonos kék vonal adja meg. A szaggatott vonal a HB1 hatékony alias-válaszát jelzi az ADC aliasing hatásai miatt. Annak a ténynek köszönhetően, hogy a frekvenciák bemennek a 2., 3., 4. stb. A Nyquist zónák az ADC 1. Nyquist zónájába álnevezik, a HB1 szűrő válasza gyakorlatilag ezekre a Nyquist zónákra álnevezik. Például a 3fS/4 -nél lévő jel az fS/4 -nél az első Nyquist -zónába fog másolni. Fontos megérteni, hogy a HB1 szűrő válasza csak az első Nyquist zónában található, és hogy az ADC aliasingja az, ami azt eredményezi, hogy a HB1 szűrő hatékony válasza a többi Nyquist zónára álnevezik. Ábra 4. HB1 hatékony szűrőválasz az ADC aliasing miatt. Most nézzük meg azt az esetet, amikor engedélyezzük a HB1 + HB2-t. Ez kettős tizedelési arányt eredményez. A HB1 + HB2 szűrők tényleges frekvenciamenetét ismét a folyamatos kék vonal adja meg. A szűrő áteresztősávjának középfrekvenciája továbbra is fS/4. Mindkét HB1 + HB2 szűrő engedélyezése a Nyquist zóna 38.5%-ának megfelelő sávszélességet eredményez. Ismét vegye észre az ADC álnevesítő hatásait és hatását a HB1 + HB2 szűrők kombinációjára. A 7fS/8-nál megjelenő jel az fS/8-nál az első Nyquist zónába fog kapcsolódni. Hasonlóképpen, az 5fS/8-nál lévő jel a 3fS/8-nál lévő első Nyquist zónába álnevezik. Ezek a példák, amelyeken engedélyezve van a komplex és a valódi konverziós blokk, könnyen kiterjeszthetők a HB1 + HB2 -ről a HB3 és HB4 szűrők egyikére vagy mindkettőjére. Vegye figyelembe, hogy a HB1 szűrő nem átjárható, ha a DDC engedélyezve van, míg a HB2, HB3 és HB4 szűrők opcionálisan engedélyezhetők. Ábra 5. HB1 + HB2 effektív szűrőválasz az ADC aliasing miatt (decimációs arány = 2). Most, hogy a valós üzemmódú működést az engedélyezett tizedesszűrőkkel megvitattuk, megvizsgálható a DDC komplex működési módja. Az AD9680 továbbra is példaként szolgál. A DDC valós módú működéséhez hasonlóan a normalizált decimálási szűrő válaszok kerülnek bemutatásra. Ismétlem, az itt található példa szűrő válaszábrák nem mutatják a specifikus beillesztési veszteséget vs. frekvenciát, hanem képletesen a szűrő hozzávetőleges válaszát mutatják. Ennek célja, hogy magas szintű megértést kapjon arról, hogy a szűrőválaszokat hogyan befolyásolja az ADC aliasing. A DDC komplex módban úgy van beállítva, hogy olyan komplex kimenettel rendelkezzen, amely valós és összetett frekvenciatartományokból áll, amelyeket általában I-nek és Q-nak neveznek. Emlékezzünk vissza a 2. ábráról, hogy a HB1 szűrő aluláteresztő válaszú, a valódi Nyquist zóna 38.5% -os áthaladási sávjával. Van egy stopsávja is, amely a valódi Nyquist zóna 38.5%-a, és az átmeneti sáv teszi ki a fennmaradó 23%-ot. Hasonlóképpen, a komplex tartományban az áteresztő sáv és a stopsáv az összetett Nyquist zóna 38.5%-át (összesen 77%) teszi ki, az átmeneti sáv pedig a fennmaradó 23%-ot. Ha a DDC-t komplex kimeneti módban, a HB1 szűrő bekapcsolásával működteti, a tizedelési arány kettő, a kimeneti mintavételi arány pedig a bemeneti mintaórajel fele. Kibővítve a diagramot a 2. ábráról, hogy bemutassa az ADC álnevének hatásait, megkapjuk a 6. ábrát. A folytonos kék vonal a tényleges szűrőreakciót, míg a szaggatott kék vonal a szűrő tényleges alias-válaszát jelzi az ADC aliasing hatásai miatt. A 7fS/8 -as bemeneti jel az első Nyquist -zónába másolódik az fS/8 -nál, és a HB1 szűrő átmeneti sávjába helyezi. Ugyanennek a jelnek az összetett képe –7fS/8-nál található, és a komplex tartományban –fS/8-ra álnevezik, a HB1 szűrő áteresztősávjába helyezve a komplex tartományban. Ábra 6. HB1 effektív szűrőválasz az ADC aliasing miatt (decimációs arány = 2) – összetett. Továbblépve megnézzük azt az esetet, amikor a HB1 + HB2 engedélyezve van, ami a 7. ábrán látható. Ennek eredményeképpen minden I és Q kimeneten négy decimációs arány van. A HB1 + HB2 szűrők tényleges frekvenciamenetét ismét a folyamatos kék vonal adja meg. Mindkét HB1 + HB2 szűrő engedélyezése a megtizedelt Nyquist zóna 38.5%-ának megfelelő sávszélességet eredményez mind a valós, mind az összetett tartományban (az fS/38.5 4%-a, ahol az fS a bemeneti minta órajele). Figyelje meg az ADC álnevesítő hatásait és hatását a HB1 + HB2 szűrők kombinációjára. A 15fS/16-nál megjelenő jel az fS/16-nál az első Nyquist zónába fog kapcsolódni. Ennek a jelnek komplex képe van -15fS/16 -nál a komplex tartományban, és a -fS/16 -nál a komplex tartomány első Nyquist -zónájába fog beilleszkedni. Ezek a példák ismét kiterjeszthetők azokra az esetekre, amikor a HB3 és a HB4 engedélyezett. Ezek nem szerepelnek ebben a cikkben, de könnyen extrapolálhatók a 1. ábrán látható HB2 + HB7 válasza alapján. Ábra 7. HB1 + HB2 hatékony szűrőválasz az ADC aliasing miatt (decimációs arány = 4) - komplex. Néhány kérdés, ami eszünkbe jut, ha a tizedelési szűrőre adott válaszokat nézzük: „Miért tizedelünk?” és „Milyen előnyt kínál?” A különböző alkalmazások eltérő követelményeket támasztanak, amelyek számára előnyös lehet az ADC kimeneti adatok tizedelése. Az egyik motiváció a jel-zaj arány (SNR) elérése egy keskeny frekvenciasávon, amely egy RF frekvenciasávban található. Egy másik ok a kevesebb feldolgozandó sávszélesség, ami alacsonyabb kimeneti sávsebességet eredményez a JESD204B interfészen keresztül. Ez lehetővé teszi az alacsonyabb költségű FPGA használatát. Mind a négy decimációs szűrő használatával a DDC feldolgozási erősítést valósíthat meg, és akár 10 dB-lel javíthatja az SNR-t. Az 1. táblázatban láthatjuk a rendelkezésre álló sávszélességet, a decimációs arányt, a kimeneti mintavételi sebességet és a különböző decimációs szűrőválasztások által kínált ideális SNR-javulást a DDC valós és összetett üzemmódban történő működtetésekor. Táblázat 1. DDC szűrő jellemzői az AD9680 decimációs szűrő kiválasztásához Komplex kimenet Valódi kimeneti álnév Védett sávszélesség Ideális SNR javítás Decimációs arány Kimeneti mintavételi arány Decimation Ratio Kimeneti mintavételi sebesség HB1 2 0.5 × fS 1 fS 0.385 × fS 1 HB1 + HB2 4 0.25 × fS 2 0.5 × fS 0.1925 × fS 4 HB1 + HB2 + HB3 8 0.125 × fS 4 0.25 × fS 0.09625 × fS 7 HB1 + HB2 + HB3 + HB4 16 0.0625 × fS 8 0.125 × fS 0.048125 × fS 10 A DDC műveletről szóló megbeszélés jó eredményt adott betekintést nyújt az AD9680 decimálási szűrőinek valós és összetett működési módjaiba. A tizedesítő szűrő használata számos előnnyel jár. A DDC működhet valós vagy összetett üzemmódban, és lehetővé teszi a felhasználó számára, hogy az adott alkalmazás igényeitől függően különböző vevőtopológiákat használjon. Ez most összeállítható az 1. részben tárgyaltakkal, és segít egy valós példát nézni az AD9680-zal. Ez a példa a mért adatokat a Virtual Eval ™ szimulált adataival együtt teszi lehetővé, hogy az eredményeket össze lehessen hasonlítani. Ebben a példában ugyanazokat a feltételeket kell alkalmazni, mint az 1. részben. A bemeneti mintavételi sebesség 491.52 MSPS, a bemeneti frekvencia pedig 150.1 MHz. Az NCO frekvencia 155 MHz, a tizedelési sebesség négyre van állítva (az NCO felbontás miatt a tényleges NCO frekvencia 154.94 MHz). Ez 122.88 MSPS kimeneti mintavételi arányt eredményez. Mivel a DDC komplex keverést hajt végre, az összetett frekvenciatartományt is bevonjuk az elemzésbe. Vegye figyelembe, hogy a decimációs szűrő válaszai hozzáadásra kerültek, és sötétlila színnel jelennek meg a 8. ábrán. Ábra 8. A DDC jelfeldolgozó blokkon áthaladó jelek – a decimációs szűrés látható. Spektrum az NCO Shift után: Az alapfrekvencia +150.1 MHz-ről –4.94 MHz-re tolódik el. Az alap képe –150.1 MHz-ről eltolódik, és +186.48 MHz-re teker. A 2. harmonikus 191.32 MHz-ről lefelé tolódik 36.38 MHz-re. A 3. harmonikus +41.22 MHz-ről lefelé –113.72 MHz-re tolódik el. Spektrum 2-vel tizedelve: Az alapfrekvencia –4.94 MHz marad. Az alap képe –59.28 MHz-re csökken, és a HB2 decimációs szűrő gyengíti. A 2. harmonikus 36.38 MHz-en marad. A harmadik felharmonikust a HB3 decimációs szűrő csillapítja. Spectrum After Decimate by 4: Az alap -4.94 MHz -en marad. A fundamentum képe –59.28 MHz-en marad, és a HB1 decimációs szűrő gyengíti. A második felharmonikus –2 MHz -en marad, és a HB36.38 decimációs szűrő csillapítja. A harmadik felharmonikust a HB3 decimációs szűrője szűri és gyakorlatilag megszünteti. Az AD9680-500 tényleges mérése a 9. ábrán látható. Az alapfrekvencia –4.94 MHz. Az alap képe –59.28 MHz-en van, amplitúdója –67.112 dBFS, ami azt jelenti, hogy a kép körülbelül 66 dB-lel gyengült. A második felharmonikus 2 MHz -en található, és körülbelül 36.38 dB -ről 10 dB -re gyengült. A 3. felharmonikát eléggé leszűrték, hogy a mérés során ne emelkedjen a zajszint fölé. Ábra 9. FFT komplex jelkimenet a DDC után NCO = 155 MHz és 4 -el tizedelve. Mostantól a Virtual Eval segítségével megnézheti, hogy a szimulált eredmények hogyan viszonyulnak a mért eredményekhez. Kezdésként nyissa meg az eszközt a webhelyről, és válassza ki a szimulálni kívánt ADC-t (lásd: 10. ábra). A Virtual Eval eszköz a Virtual Eval Analog Devices webhelyén található. A Virtual Evalben található AD9680 modell egy új fejlesztés alatt álló funkciót tartalmaz, amely lehetővé teszi a felhasználó számára az ADC-k különböző sebességi fokozatainak szimulálását. Ez a szolgáltatás kulcsfontosságú a példában, mivel a példa az AD9680-500-at használja. A Virtual Eval betöltése után az első kérdés a termékkategória és a termék kiválasztása. Vegye figyelembe, hogy a Virtual Eval nem csak a nagysebességű ADC -ket fedi le, hanem termékkategóriákat is tartalmaz a precíziós ADC -khez, nagysebességű DAC -okhoz és integrált/speciális célú átalakítókhoz. Ábra 10. Termékkategória és termékválasztás a Virtual Eval szolgáltatásban. Válassza ki az AD9680 -at a termékkínálatból. Ezzel megnyílik az AD9680 szimulációjának főoldala. Az AD9680 Virtual Eval modellje egy blokkdiagramot is tartalmaz, amely részleteket ad az ADC analóg és digitális jellemzőinek belső konfigurációjáról. Ez a blokkdiagram megegyezik az AD9680 adatlapján megadottal. Ezen az oldalon válassza ki a kívánt sebességfokozatot az oldal bal oldalán található legördülő menüből. Az itt látható példához válassza ki az 500 MHz -es sebességfokozatot a 11. ábra szerint. Ábra 11. AD9680 sebességfokozat kiválasztása és blokkdiagramja a Virtual Evalben. Ezután be kell állítani a bemeneti feltételeket az FFT szimuláció végrehajtásához (lásd 12. ábra). Emlékezzünk vissza, a példa tesztkörülményei között szerepel a 491.52 MHz-es órajel és a 150 MHz-es bemeneti frekvencia. A DDC engedélyezve van, az NCO frekvenciája 155 MHz-re van állítva, az ADC bemenet Real-ra van állítva, a komplex-valós átalakítás (C2R) le van tiltva, a DDC tizedelési sebessége négyre van állítva, és a DDC 6 dB-es erősítése Engedélyezve. Ez azt jelenti, hogy a DDC valós bemeneti jelre és komplex kimeneti jelre van beállítva, négyes tizedesaránnyal. A 6 dB-es erősítés a DDC-ben engedélyezve van, hogy kompenzálja a DDC keverési folyamatából adódó 6 dB-es veszteséget. A Virtual Eval egyszerre csak zaj- vagy torzítási eredményeket jelenít meg, ezért két diagramot tartalmaz, ahol az egyik a zajeredményeket mutatja (12. ábra), a másik pedig a torzítási eredményeket (13. ábra). Ábra 12. AD9680 FFT szimuláció a Virtual Evalben – zajeredmények. Ábra 13. AD9680 FFT szimuláció a Virtual Eval programban - torzítási eredmények. A Virtual Eval számos teljesítményparamétert jelöl. Az eszköz megadja a harmonikus helyeket, valamint az alapkép helyét, ami nagyon hasznos lehet a frekvenciatervezés során. Ez megkönnyítheti a frekvenciatervezést, mivel lehetővé teszi a felhasználó számára, hogy lássa, hogy az alapkép vagy bármilyen harmonikus hang megjelenik-e a kívánt kimeneti spektrumban. A Virtual Eval szimulációja 71.953 dBFS SNR értéket és 69.165 dBc SFDR értéket ad. Gondoljunk azonban egy pillanatra arra, hogy az alapvető kép jellemzően nem lenne a kimeneti spektrumban, és ha eltávolítjuk ezt a sarkantyút, akkor az SFDR 89.978 dB (ami 88.978 dBc, ha a –1 dBFS bemeneti teljesítményre utal). Ábra 14. AD9680 FFT mérési eredmény. A Virtual Eval szimulátor nem tartalmazza az alapvető képet az SNR kiszámításakor. Ügyeljen arra, hogy módosítsa a VisualAnalog ™ beállításait, hogy figyelmen kívül hagyja az alapvető képet a mérésben, hogy elérje a megfelelő SNR -t. Az ötlet az, hogy olyan frekvenciatervet tervezzen, ahol az alapvető kép nincs a kívánt sávban. Az SNR mért eredménye 71.602 dBFS, ami nagyon közel áll a Virtual Eval 71.953 dBFS szimulált eredményéhez. Hasonlóképpen, a mért SFDR 91.831 dBc, ami nagyon közel áll a szimulált 88.978 dBc eredményhez. A Virtual Eval hihetetlen munkát végez a hardver viselkedésének pontos előrejelzésében. A készülék viselkedését meg lehet jósolni egy kellemes szék kényelméből, egy jó forró kávé vagy tea mellett. Különösen olyan ADC esetén, amely rendelkezik DDC -kkel, például az AD9680 -nal, a Virtual Eval elég jól képes szimulálni az ADC teljesítményét, beleértve a képeket és a felharmonikusokat is, hogy a felhasználó megtervezhesse ezeket a nem kívánt jeleket, ha lehetséges. Mivel a hordozó összesítése és a közvetlen rádiófrekvenciás mintavétel egyre népszerűbbé válik, egy olyan eszköz a szerszámosládában, mint a Virtual Eval, nagyon praktikus. Az ADC teljesítményének és frekvenciatervének pontos előrejelzése lehetővé teszi a rendszertervezők számára, hogy megfelelően tervezzék meg a tervezést olyan alkalmazásokban, mint a kommunikációs rendszerek, valamint a katonai/repülőgép -radar rendszerek és sok más típusú alkalmazás. Azt javasolnám, hogy használja ki az Analog Devices legújabb generációs ADC-inek digitális jelfeldolgozási funkcióit.

Hagyjon üzenetet 

Üzenetlista