X- és Ku-sávos kis formájú rádiótervezés

A műholdas kommunikáció, radar és EW/SIGINT területén számos repülőgép- és védelmi elektronikai rendszernek régóta szüksége van az X és Ku frekvenciasávok egy részéhez vagy az összeshez való hozzáféréshez. Mivel ezek az alkalmazások egyre hordozhatóbb platformokra, például pilóta nélküli légijárművekre (UAV-k) és kézi rádiókra költöznek, kritikus fontosságú új, kis méretű, kis teljesítményű rádiókialakítások kifejlesztése, amelyek az X és Ku sávban működnek, miközben továbbra is nagyon magas szinten tartanak teljesítmény. Ez a cikk egy új nagyfrekvenciás IF architektúrát vázol fel, amely drasztikusan csökkenti mind a vevő, mind az adó méretét, súlyát, teljesítményét és költségét anélkül, hogy a rendszer specifikációit befolyásolná. Az így létrejövő platform modulárisabb, rugalmasabb és szoftveresebb, mint a meglévő rádiótervek. Bevezetés Az elmúlt években egyre nagyobb erőfeszítések történtek a rádiófrekvenciás rendszerekben a szélesebb sávszélességek, nagyobb teljesítmény és kisebb teljesítmény elérésére, miközben növelték a frekvenciatartományt és csökkentették a méretet. Ez a tendencia a technológiai fejlesztések hajtóereje, amely lehetővé tette az RF-komponensek korábbinál nagyobb integrációját. Számos mozgatórugója van ennek a tendenciának. A Satcom rendszerek akár 4 Gbps kívánt adatátviteli sebességet is látnak, hogy napi terabájtnyi adatot továbbítsanak és fogadjanak. Ez a követelmény arra készteti a rendszereket, hogy a Ku- és Ka-sávban működjenek, mivel ezeken a frekvenciákon könnyebben elérhetők szélesebb sávszélességek és nagyobb adatátviteli sebességek. Ez az igény nagyobb csatornasűrűséget és csatornánkénti szélesebb sávszélességet jelent. A növekvő teljesítménykövetelmények másik területe az EW és a jelintelligencia. Az ilyen rendszerek vizsgálati aránya növekszik, ami növeli az igényt olyan rendszerek iránt, amelyek gyors hangolású PLL-vel és széles sávszélességgel rendelkeznek. A kisebb méret, súly és teljesítmény (SWaP) és az integráltabb rendszerek felé való törekvés a kézi eszközök terepen történő üzemeltetésének, valamint a csatornasűrűség növelésének a vágyából fakad a nagy fix helyű rendszerekben. A fázisos tömbök továbbfejlesztését az RF rendszerek egyetlen chipbe történő további integrálása is lehetővé teszi. Mivel az integráció egyre kisebbre tolja az adó-vevőket, lehetővé teszi minden antennaelemnek saját adó-vevőjét, ami viszont lehetővé teszi az analóg sugárformálásról a digitális sugárformálásra való átmenetet. A digitális sugárformálás lehetővé teszi több nyaláb egyidejű követését egyetlen tömbből. A fázisos tömbrendszerek számtalan alkalmazással rendelkeznek, legyen szó időjárási radarról, EW alkalmazásokról vagy irányított kommunikációról. Sok ilyen alkalmazásban elkerülhetetlen a magasabb frekvenciákra való törekvés, mivel az alacsonyabb frekvenciákon a jelkörnyezet zsúfoltabbá válik. Ebben a cikkben ezeket a kihívásokat az AD9371 adó-vevőn, mint IF-vevőn és adón alapuló, erősen integrált architektúra segítségével kezeljük, amely lehetővé teszi a teljes IF-fokozat és a hozzá tartozó összetevők eltávolítását. Ide tartozik a hagyományos rendszerek és a javasolt architektúra összehasonlítása, valamint példák arra, hogy ez az architektúra hogyan valósítható meg egy tipikus tervezési folyamaton keresztül. Pontosabban, az integrált adó-vevő használata olyan fejlett frekvenciatervezést tesz lehetővé, amely nem elérhető egy szabványos szuperheterodin stílusú adó-vevőben. A szuperheterodin architektúra áttekintése A szuperheterodin architektúra évek óta a választott architektúra az elérhető nagy teljesítmény miatt. A szuperheterodin vevő architektúra jellemzően egy vagy két keverési fokozatból áll, amelyeket egy analóg-digitális átalakítóba (ADC) táplálnak be. Egy tipikus szuperheterodin adó-vevő architektúra látható az 1. ábrán.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; amp; erősít www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 ' alt= „1. ábra” amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;erősítő 1.ábra. Hagyományos X- és Ku-sávos szuperheterodin vételi és átviteli jelláncok. Az első konverziós fokozat fel- vagy lekonvertálja a bemeneti RF-frekvenciákat sávon kívüli spektrummá. Az első IF ​​(köztes frekvencia) frekvenciája függ a frekvencia- és előirányzat-tervezéstől, valamint a keverőteljesítménytől és az RF előtérhez elérhető szűrőktől. Az első IF ​​ezután le lesz fordítva egy alacsonyabb frekvenciára, amelyet az ADC digitalizálhat. Bár az ADC-k lenyűgöző fejlődést értek el a nagyobb sávszélességek feldolgozásának képességében, a felső határuk ma 2 GHz körül van az optimális teljesítmény érdekében. Magasabb bemeneti frekvenciákon kompromisszumok vannak a teljesítmény vs. figyelembe kell venni a bemeneti frekvenciát, valamint azt a tényt, hogy a nagyobb bemeneti frekvenciák nagyobb órajelet igényelnek, ami növeli a teljesítményt. A keverőkön kívül vannak szűrők, erősítők és lépcsős csillapítók. A szűrést a nem kívánt sávon kívüli (OOB) jelek elutasítására használják. Ha nincs bejelölve, ezek a jelek hamis jeleket hozhatnak létre, amelyek a kívánt jelre esnek, és megnehezítik vagy lehetetlenné teszik a demodulációt. Az erősítők beállítják a rendszer zajadatát és erősítését, megfelelő érzékenységet biztosítva a kis jelek vételéhez, miközben nem biztosítanak annyit, hogy az ADC túltelítődjön. Egy további dolog, amit meg kell jegyezni, hogy ez az architektúra gyakran felületi akusztikus hullám (SAW) szűrőket igényel, hogy megfeleljen az ADC élsimítására vonatkozó szigorú szűrési követelményeknek. A SAW szűrők élesen legurulnak, hogy megfeleljenek ezeknek a követelményeknek. Ugyanakkor jelentős késleltetés és hullámzás is bevezetik. A 2. ábrán látható egy példa az X-sáv szuperheterodin vevő frekvenciatervére. Ebben a vevőkészülékben 8 GHz és 12 GHz közötti vétel kívánatos 200 MHz-es sávszélesség mellett. A kívánt spektrum keveredik egy hangolható helyi oszcillátorral (LO), hogy 5.4 GHz-es IF-t hozzon létre. Az 5.4 GHz-es IF ezután keveredik egy 5 GHz-es LO-val, így jön létre a végső 400 MHz-es IF. A végső IF ​​300 MHz-től 500 MHz-ig terjed, ami egy olyan frekvenciatartomány, ahol sok ADC jól teljesíthet.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; amp; erősít www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 ' alt= „2. ábra” amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;erősítő 2.ábra. Példa frekvenciatervre egy X-sávos vevőhöz. A vevőegység specifikációi – ami számít A jól ismert erősítés, zaj és harmadrendű metszéspont specifikációkon kívül néhány tipikus specifikáció, amely befolyásolja a frekvenciatervezést bármely vevő architektúra esetén, a kép-, az IF-elutasítás, a saját generált hamis sugárzás és az LO-sugárzás. Képkitörések – RF a vizsgált sávon kívül, amely keveredik az LO-val, hogy hangot generáljon az IF-ben. IF ingerek – RF IF frekvencián, amely átszivárog a keverő előtti szűrésen, és hangként jelenik meg az IF-ben. LO sugárzás – RF az LO-ból a vevőlánc bemeneti csatlakozójához szivárog. Az LO sugárzás eszközt ad az észlelésre, még akkor is, ha csak vételi üzemmódban van (lásd a 3. ábrát).       mp; amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png?w=435 ' alt='3. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;gt; 3. ábra. LO sugárzás szivárog vissza az elülső végén. Ön által generált hamis – az IF-nél az órajelek vagy a vevőn belüli helyi oszcillátorok keveredésének eredménye. A képelutasítási előírások mind az első, mind a második keverési fokozatra vonatkoznak. Az X- és Ku-Band tipikus alkalmazásában az első keverési fokozat egy 5 GHz és 10 GHz közötti tartományban lévő magas IF köré összpontosulhat. A magas IF itt kívánatos, mivel a kép Ftune + 2 × IF értékre esik, amint az a 4. ábrán látható. Tehát minél magasabb az IF, annál távolabb esik a képsáv. Ezt a képsávot el kell utasítani az első keverő leütése előtt, különben a sávon kívüli energia ebben a tartományban hamisként jelenik meg az első IF-ben. Ez az egyik elsődleges oka annak, hogy általában két keverési fokozatot használnak. Ha egyetlen keverőfokozat lenne, ahol az IF több száz MHz-ben van, akkor a képfrekvenciát nagyon nehéz lenne elutasítani a vevő elején.       amp;amp amp, amp, amp erősítő -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png?w=435 ' alt='4. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp, amp, amp amp;erősítő 4. ábra. A képek keverednek az IF-be. A második keverő számára is létezik egy képsáv, amikor az első IF-t a második IF-vé alakítják. Mivel a második IF frekvenciája alacsonyabb (néhány száz MHz-től 2 GHz-ig), az első IF ​​szűrő szűrési követelményei meglehetősen eltérőek lehetnek. Egy tipikus alkalmazásnál, ahol a második IF néhány száz MHz, a szűrés nagyon nehéz lehet nagyfrekvenciás első IF ​​esetén, ami nagy egyedi szűrőket igényel. Gyakran ez lehet a rendszer legnehezebben megtervezhető szűrője a magas frekvencia és a jellemzően szűk elutasítási követelmények miatt. A képelutasításon túlmenően a keverőből a vevő bemeneti csatlakozójára visszaérkező LO teljesítményszinteket agresszíven kell szűrni. Ez biztosítja, hogy a felhasználó ne legyen észlelhető a kisugárzott teljesítmény miatt. Ennek eléréséhez az LO-t jóval az RF áteresztő sávon kívül kell helyezni, hogy biztosítva legyen a megfelelő szűrés. A High IF architektúra bemutatása Az integrált adó-vevők legújabb kínálata tartalmazza az AD9371-et, egy 300 MHz-től 6 GHz-es direkt konverziós adó-vevőt, két vételi és két adócsatornával. A vételi és adási sávszélesség 8 MHz-től 100 MHz-ig állítható, és frekvenciaosztásos duplex (FDD) vagy időosztásos duplex (TDD) működésre konfigurálható. Az alkatrész 12 mm2-es tokban található, és ~3 W-ot fogyaszt TDD módban, vagy ~5 W-ot FDD módban. A négyzetes hibajavítás (QEC) kalibrálásának előrehaladásával 75 dB és 80 dB közötti képelutasítás érhető el.       amp;amp amp, amp, amp erősítő -/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png?w=435 ' alt='5. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp, amp, amp amp;erősítő 5. ábra. AD9371 közvetlen konverziós adó-vevő blokkdiagramja. Az integrált adó-vevő IC-k teljesítményének fejlődése új lehetőséget nyitott meg. Az AD9371 magában foglalja a második keverőt, a második IF szűrést és erősítést, valamint a változó csillapítású ADC-t, valamint a jellánc digitális szűrését és tizedelését. Ebben az architektúrában a 9371 MHz és 300 GHz közötti hangolási tartományú AD6 3 GHz és 6 GHz közötti frekvenciára hangolható, és közvetlenül fogadja az első IF-t (lásd a 6. ábrát). 16 dB-es erősítésével, 19 dB-es NF-jével és 3 dBm-es OIP40-jával 5.5 GHz-en, az AD9371 ideális IF-vevőként.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435 ' alt='6. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 6. ábra. X- vagy Ku-sávos adó-vevő AD9371 IF-vevővel. Az integrált adó-vevő IF-vevőként való használata esetén már nincs gond a második keverőn keresztüli képpel, mint a szuperheterodin vevő esetében. Ez nagymértékben csökkentheti az első IF ​​sávban szükséges szűrést. Ennek ellenére bizonyos szűréseknek kell lenniük, hogy figyelembe vegyék a másodrendű hatásokat az adó-vevőben. Az első IF-sávnak most az első IF-frekvenciának kétszeresén kell szűrnie, hogy kiküszöbölje ezeket a hatásokat – ez sokkal könnyebb feladat, mint a második kép és a második LO kiszűrése, amelyek akár több száz MHz-et is elérhetnek. Ezeket a szűrési követelményeket jellemzően alacsony költségű, kisméretű LTCC szűrőkkel lehet kielégíteni. Ez a kialakítás nagyfokú rugalmasságot biztosít a rendszerben, és könnyen újrafelhasználható különböző alkalmazásokhoz. A rugalmasság egyik módja az IF frekvencia kiválasztása. Az IF kiválasztásának általános ökölszabálya az, hogy a front-end szűrés révén 1–2 GHz-cel magasabb tartományba kell helyezni, mint a kívánt spektrum sávszélesség. Például, ha a tervező 4 GHz-es spektrumsávszélességet szeretne 17 GHz-től 21 GHz-ig az előlapi szűrőn keresztül, az IF 5 GHz-es frekvenciára helyezhető (1 GHz-cel a kívánt 4 GHz-es sávszélesség fölé). Ez megvalósítható szűrést tesz lehetővé az előlapon. Ha csak 2 GHz-es sávszélességre van szükség, 3 GHz-es IF használható. Továbbá, az AD9371 szoftveresen definiálható jellege miatt, könnyen megváltoztatható az IF menet közben a kognitív rádiós alkalmazásokhoz, ahol a blokkoló jelek észlelése során elkerülhetők. Az AD9371 könnyen állítható sávszélessége 8 MHz és 100 MHz között lehetővé teszi az interferenciák elkerülését a kívánt jel közelében. A magas IF architektúra magas szintű integrációjával olyan vevő jelláncot kapunk, amely az egyenértékű szuperheterodinhoz szükséges hely körülbelül 50%-át foglalja el, miközben az energiafogyasztást 30%-kal csökkenti. Ezenkívül a nagy IF architektúra rugalmasabb vevő, mint a szuperheterodin architektúra. Ez az architektúra lehetővé teszi az alacsony SWaP-piacokat, ahol kis méretre van szükség a teljesítmény elvesztése nélkül. Vevőfrekvencia tervezés a High IF architektúrával A nagy IF architektúra egyik előnye az IF hangolása. Ez különösen előnyös lehet, ha olyan frekvenciatervet próbálunk létrehozni, amely elkerüli a zavaró ingereket. Zavaró inger keletkezhet, ha a vett jel keveredik a keverőben lévő LO-val, és egy m × n ingert generál, amely nem a kívánt hang az IF sávon belül. A keverő az m × RF ± n × LO egyenlet szerint állít elő kimenő jeleket és ingereket, ahol m és n egész számok. A vett jel m × n hullámot hoz létre, amely az IF sávba eshet, és bizonyos esetekben a kívánt hang egy adott frekvencián keresztezési ingert okozhat. Például, ha megfigyelünk egy rendszert, amely 12 GHz-től 16 GHz-ig terjed 5.1 GHz-es IF-nél, mint a 7. ábrán, akkor az m × n képfrekvenciák, amelyek egy sávban spur megjelenését okozzák, a következő egyenlettel találhatók meg. : &amp amp; amp, amp; amp; amp ;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure7.png?w=435 ' alt='7. ábra'& amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp, amp; amp; amp ;amp;amp;gt; 7. ábra. 12 GHz - 16 GHz vevő és adó nagy IF architektúra. Ebben az egyenletben az RF a keverő bemenetén lévő rádiófrekvenciás frekvenciák, amelyek hatására a hang leesik az IF-ben. Szemléltetésül használjunk egy példát. Ha a vevő 13 GHz-re van hangolva, az azt jelenti, hogy az LO frekvencia 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Ha ezeket az értékeket beillesztjük az előző egyenletbe, és hagyjuk, hogy m és n 0 és 3 között mozogjon, a következő egyenletet kapjuk RF-re: Az eredményeket a következő táblázat tartalmazza: 1. táblázat. M × N Zavaró táblázat 18.1 GHz LO Mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 A táblázatban az első sor/negyedik oszlop a kívánt 13 GHz-es jelet mutatja, ami a keverőben 1 × 1 szorzat eredménye. Az ötödik oszlop/negyedik sor és a nyolcadik oszlop/harmadik sor potenciálisan problémás sávon belüli frekvenciákat mutat, amelyek a sávban spurként jelenhetnek meg. Például egy 15.55 GHz-es jel a 12 GHz és 16 GHz közötti kívánt tartományon belül van. Egy 15.55 GHz-es hang a bemeneten keveredik az LO-val, így 5.1 GHz-es hangot generál (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). A többi sor (2, 3, 4, 6, 7 és 9) szintén problémát jelenthet, de sávon kívüliségük miatt a bemeneti sávszűrő szűrheti őket. A spur szintje több tényezőtől is függ. A fő tényező a keverő teljesítménye. Mivel a keverő eleve nemlineáris eszköz, sok harmonikus keletkezik az alkatrészen belül. Attól függően, hogy a keverőben lévő diódák milyen jól illeszkednek egymáshoz, és mennyire van optimalizálva a keverő hamis teljesítményre, a kimeneti szintek meghatározásra kerülnek. Az adatlap általában egy keverőspur diagramot tartalmaz, amely segíthet ezen szintek meghatározásában. A HMC2ALC773B esetében a 3. táblázatban látható egy példa a keverő spur diagramjára. A diagram a sarkantyúk dBc szintjét határozza meg a kívánt 1 × 1 hanghoz viszonyítva. Táblázat 2. Mixer Spur Chart HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 -1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Ezzel a gyorsítódiagrammal, valamint az 1. táblázatban elvégzett elemzés kiterjesztésével teljes képet készíthetünk arról, hogy milyen m × n képtónus zavarhatja a vevőnket és milyen szinten. A 8. ábrán láthatóhoz hasonló kimenettel lehet táblázatot előállítani.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435 ' alt='8. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 8. ábra. m × n kép 12 GHz-től 16 GHz-es vevőkészülékhez. A 8. ábrán a kék rész a kívánt sávszélességet mutatja. A vonalak különböző m × n képeket és azok szintjeit mutatják. Ebből a táblázatból könnyen látható, hogy milyen szűrési követelményekre van szükség a keverő előtt, hogy megfeleljen a zavaró követelményeknek. Ebben az esetben több képcsúcs van, amelyek sávba esnek, és nem szűrhetők. Most megvizsgáljuk, hogy a nagy IF architektúra rugalmassága hogyan teszi lehetővé számunkra, hogy megkerüljük ezeket a spursokat, amit a szuperheterodin architektúra nem enged meg magának. Az interferálók elkerülése vevő módban A 9. ábra diagramja egy hasonló frekvenciatervet mutat, amely 8 GHz és 12 GHz között mozog, az alapértelmezett IF 5.1 GHz-en. Ez a diagram más nézetet ad a keverőcsövekről, megmutatva a középső hangfrekvenciát vs. m × n képfrekvencia, szemben a korábban bemutatott spur szinttel. Ezen a diagramon a félkövér 1:1 arányú átlós vonal a kívánt 1 × 1 szöget mutatja. A grafikon többi vonala az m × n képet ábrázolja. Az ábra bal oldalán egy olyan ábrázolás látható, amely nem teszi lehetővé az IF hangolását. Az IF ebben az esetben 5.1 GHz-en van rögzítve. 10.2 GHz-es hangolási frekvenciával egy 2 × 1-es képcsúcs keresztezi a kívánt jelet. Ez azt jelenti, hogy ha Ön 10.2 GHz-re van hangolva, akkor jó eséllyel egy közeli jel blokkolhatja a kívánt jel vételét. A jobb oldali ábra ennek a problémának a megoldását mutatja rugalmas IF hangolással. Ebben az esetben az IF 5.1 GHz-ről 4.1 GHz-re vált 9.2 GHz közelében. Ez megakadályozza a crossover spur előfordulását.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435 ' alt='9. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 9. ábra. m × n crossover spur IF rugalmasság nélkül (fent), és elkerüli a keresztezést IF hangolással (alul). Ez csak egy egyszerű példa arra, hogyan lehet elkerülni a blokkoló jeleket a magas IF architektúrával. Az interferencia meghatározására és az új potenciális IF-frekvenciák kiszámítására szolgáló intelligens algoritmusokkal párosítva számos lehetséges módszer létezik olyan vevő létrehozására, amely bármilyen spektrális környezethez képes alkalmazkodni. Ez olyan egyszerű, mint egy megfelelő IF meghatározása egy adott tartományon belül (általában 3 GHz és 6 GHz között), majd az LO újraszámítása és programozása a frekvencia alapján. Adófrekvencia tervezés a nagy IF architektúrával A vételi frekvencia tervezéshez hasonlóan a nagy IF architektúra rugalmas jellege kihasználható az adó hamis teljesítményének javítására. Míg a vevő oldalon a frekvenciatartalom kissé kiszámíthatatlan. Az adó oldalon könnyebb megjósolni az adó kimenetének hamisságát. Ez az RF-tartalom a következő egyenlettel jelezhető előre: Ahol az IF előre meghatározott és az AD9371 hangolási frekvenciája által van meghatározva, az LO-t a kívánt kimeneti frekvencia határozza meg. A vevőcsatornához hasonló keverődiagram generálható az adási oldalon. Egy példa látható a 10. ábrán. Ezen a diagramon a legnagyobb spurt a kép és az LO frekvenciák jelentik, amelyek a keverő utáni sávszűrővel a kívánt szintre szűrhetők. Azokban az FDD rendszerekben, ahol a hamis kimenet érzékenyítheti a közeli vevőt, a sávon belüli spurs problémákat okozhat, és itt jöhet jól az IF hangolás rugalmassága. A 10. ábrán látható példában, ha 5.1 GHz-es statikus IF-t használunk, akkor az adó kimenetén keresztezési inger lesz, amely közel 15.2 GHz lesz. Ha az IF-et 4.3 GHz-re állítja 14 GHz-es hangolási frekvencián, elkerülhető a keresztezési inger. Ezt a 11. ábra mutatja.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435 ' alt='10. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 10. ábra. Hamis kimenet szűrés nélkül.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435 ' alt='11. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 11. ábra. A statikus IF crossover spurt okoz (fent), IF hangolást a crossover spur elkerülésére (alul). Tervezési példa – Szélessávú FDD-rendszer Az ezzel az architektúrával elérhető teljesítmény bemutatására egy prototípus vevő- és adó-FDD-rendszert építettek fel, már kapható analóg eszközök komponensekkel, és 12 GHz-től 16 GHz-es működésre konfigurálták a vételi sávban. és 8 GHz és 12 GHz közötti működés az átviteli sávban. A teljesítményadatok gyűjtésére 5.1 GHz-es IF-t használtak. Az LO 17.1 GHz és 21.1 GHz közötti tartományra lett beállítva a vételi csatorna és 13.1 GHz és 17.1 GHz között az adási csatorna esetében. A prototípus blokkvázlata a 12. ábrán látható. Ezen az ábrán a bal oldalon az X és Ku konverter kártya, a jobb oldalon pedig az AD9371 kiértékelő kártya látható.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435 ' alt='12. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 12. ábra. Az X- és Ku-sávos vevő és adó FDD prototípus rendszer blokkvázlata. Erősítés, zajadat és IIP3 adatok a vételi lekonverteren lettek gyűjtve, és a 13. ábra (fent) látható. Összességében az erősítés ~20 dB, az NF ~6 dB, az IIP3 pedig ~-2 dBm. Néhány további erősítési szintezés végrehajtható egy hangszínszabályzó használatával, vagy egy erősítés kalibrálása végezhető el az AD9371 változó csillapítójával.       mp; amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;amp;lt;img src='https://www.analog.com/-/ media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435 ' alt='13. ábra'& amp; amp; amp; amp; amp; erősítő amp; amp; amp; amp; amp; erősítő erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; erősítő; 13. ábra. Ku-sávos vevőadatok (fent), X-sávos adóadatok (lent). Az átviteli felkonvertert is megmérték, rögzítve annak erősítését, 0 P1dB-t és OIP3-at. Ezeket az adatokat a frekvencia függvényében ábrázoltuk a 13. ábrán (alul). Az erősítés ~27 dB, P1 dB ~22 dBm, az OIP3 pedig ~32 dBm. Ha ez a kártya az integrált adó-vevővel van összekapcsolva, a vétel és az adás általános specifikációi a 3. táblázatban láthatók. Táblázat 3. A teljes rendszerteljesítmény táblázata Rx, 12 GHz – 16 GHz Tx, 8 GHz – 12 GHz Erősítés 36 dB Kimeneti Teljesítmény 23 dBm Zaj 6.8 ábra dB Zajpadló –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 AG31, max. ) –33 dBm OP1dB 22 dBm In-Band m × n –60 dBc In-Band Spurs –70 dBc Teljesítmény 3.4 W Teljesítmény 4.2 W Összességében a vevő teljesítménye összhangban van a szuperheterodin architektúrával, miközben a teljesítmény jelentősen csökken . Egy ezzel egyenértékű szuperheterodin kialakítás több mint 5 W-ot fogyasztana a vevőlánc számára. Ezenkívül a prototípus táblát a méret csökkentésének prioritása nélkül gyártották. Megfelelő PCB-elrendezési technikákkal, valamint az AD9371-nek ugyanarra a PCB-re történő integrálásával, mint a lefelé konverterrel, az ezt az architektúrát használó megoldás teljes mérete mindössze 4-6 négyzethüvelykre csökkenthető. Ez jelentős méretmegtakarítást mutat egy ekvivalens szuperheterodin-oldathoz képest, amely közelebb lenne a 8-10 négyzethüvelykhez.

Hagyjon üzenetet 

Üzenetlista